Kompaktes konformes Tattoo

Wissenschaftliche Berichte Band 13, Artikelnummer: 9678 (2023) Diesen Artikel zitieren

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In diesem Artikel wird eine kompakte, flache und leichte tragbare Antenne mit 35,0 × 35,0 × 2,7 mm3 für die drahtlose Energieübertragung am Körper vorgestellt. Die vorgeschlagene Antenne kann einfach auf ein Stück flexibles Tätowierpapier gedruckt und auf ein PDMS-Substrat übertragen werden, wodurch sich die gesamte Antennenstruktur an den menschlichen Körper anpasst und so ein besseres Benutzererlebnis erzielt wird. Hier wird zwischen der Antenne und dem menschlichen Gewebe eine Schicht aus frequenzselektiver Oberfläche (FSS) eingefügt, die die Belastungseffekte des Gewebes erfolgreich reduziert und den Antennengewinn um 13,8 dB verbessert. Auch die Betriebsfrequenz der Rectenna wird durch Verformung kaum beeinflusst. Um die HF-DC-Umwandlungseffizienz zu maximieren, sind eine Anpassungsschleife, eine Anpassungsleitung und zwei gekoppelte Leitungen in die Antenne integriert, um die Rectenna so abzustimmen, dass eine große Bandbreite (~ 24 %) ohne die Verwendung einer externen Anpassung erreicht werden kann Netzwerke. Messergebnisse zeigen, dass die vorgeschlagene Rectenna einen maximalen Umwandlungswirkungsgrad von 59,0 % bei einer Eingangsleistung von 5,75 μW/cm2 erreichen kann und bei einer niedrigen Eingangsleistung von 1,0 μW/cm2 mit einer ohmschen Last von 20 kΩ sogar über 40 % liegen kann Andere gemeldete Rectennas können nur einen hohen PCE bei hoher Leistungsdichte erreichen, was für eine tragbare Antenne nicht immer praktikabel ist.

Tragbare Elektronik hat in den letzten Jahren aufgrund ihrer vielfältigen Anwendungsmöglichkeiten in unserem täglichen Leben großes Interesse geweckt. Sie können an vielen Orten eingesetzt werden, beispielsweise auf Smartwatches, intelligenter Kleidung und Geräten zur Echtzeit-Gesundheitsüberwachung1. Ein wesentlicher limitierender Faktor der meisten kommerzialisierten tragbaren Elektronikgeräte ist jedoch ihre Stromversorgung2. Die meisten dieser elektronischen Geräte sind batteriebetrieben, aber leider hat die Batterie selbst eine begrenzte Lebensdauer und ihr Volumen verkleinert sich nicht so schnell wie elektronische Geräte3. Heutzutage, mit der rasanten Entwicklung der 5G-Technologie, bei der Beamforming-Techniken in großem Umfang eingesetzt werden, ist die drahtlose Mikrowellen-Energieübertragung (WPT) zu einer attraktiven Lösung zur Lösung des Problems der Stromaufladung geworden4.

In den letzten Jahren wurde vielfach über flexible Mikrowellenantennen aus Stoffmaterialien für tragbare Anwendungen berichtet5,6. Tragbare Antennen können auch durch Galvanisieren dünner Metallfolien wie Kupfer7 und Gold8 auf elastischen dielektrischen Substraten sowie durch Tintenstrahldrucken leitfähiger Nanopartikeltinten9 auf flexible Substrate hergestellt werden. Aufgrund ihrer guten Anpassungsfähigkeit, Flexibilität und geringen Kosten werden weiche Stoffe für tragbare Antennen ausgewählt10. Trotz dieser hervorragenden Eigenschaften können gewebte Stoffe einen dielektrischen Verlust von bis zu 8,5 dB/m11 aufweisen. Außerdem wurde bei der in Ref. 5 beschriebenen Stickantenne aufgrund des höheren Widerstands des leitfähigen Garns eine Verringerung des Gewinns beobachtet. Über tintenstrahlgedruckte Antennen, die mithilfe der leitfähigen Nanopartikeltinte auf flexiblen Substraten wie Kapton und PET erzeugt werden, wird auch in Lit. 9,12 berichtet. Obwohl diese leitfähigen Nanopartikeltinten eine hohe Leitfähigkeit bieten können, können sie nur auf bestimmte Substrate und Trägermedien gedruckt werden13. Beispielsweise kann die in Ref. 12 beschriebene selbstsinternde Silbertinte bei Verwendung handelsüblicher Druckblätter nur einen geringen Widerstand erreichen. Dies schränkt sicherlich die Kompatibilität leitfähiger Nanopartikeltinte ein, da die Strahlungseffizienz der Antenne stark vom dielektrischen Verlust des Substrats und der Leitfähigkeit der leitfähigen Tintenspur beeinflusst wird14. Außerdem erfordert die präzise Abscheidung der leitfähigen Tinte auf dem Substrat einen komplexen Prozess, wodurch die Herstellung zu einem langsamen und nicht skalierbaren Prozess wird15. In Lit. 7 und 8 wurde auch über eine tragbare Antenne berichtet, die durch Galvanisieren dünner Metallfolien wie Kupfer und Gold auf elastischen dielektrischen Substraten hergestellt wurde. Allerdings sind diese Antennen nicht in der Lage, Zugbelastungen standzuhalten16. Daher besteht der Wunsch nach einer kompakten, flexiblen, stabilen, konformen und einfach herzustellenden Mikrowellenantenne für tragbare Anwendungen.

Beim Mikrowellen-WPT handelt es sich um eine Rectenna, die über eine Antenne zum Empfang der Mikrowellenleistung und einen Gleichrichter zur Umwandlung in Gleichstrom verfügt. Es wurden verschiedene Arten von Rectennas beschrieben, darunter solche, die aus Dipolantennen17, Rahmenantennen18, Patchantennen11 und fraktalen Antennen19 bestehen. Leider sind die meisten der gemeldeten Rectennas, wie zum Beispiel die mit einer außermittig gespeisten Dipolantenne (Gesamtlänge = 100 mm)17, einer rechteckigen Dualband-Rahmenantenne (Gesamtgröße = 60 × 33 mm)18 und einem Mikrostreifenleiter Patchantennen (Gesamtgröße = 70 × 70 mm)11 haben eine große Stellfläche. Um ein besseres Benutzererlebnis zu erreichen, müssen die tragbaren Antennen in der Praxis kompakt, flach und leicht sein20. Allerdings können nur sehr wenige der gemeldeten Lösungen die oben genannten Kriterien erfüllen. Darüber hinaus erfordert eine Rectenna immer die Verwendung von Impedanztransformations-/Anpassungsnetzwerken, Widerstandskompressionsnetzwerken oder frequenzselektiven Netzwerken, wie beispielsweise die in Ref. 21, 22, 23 beschriebenen, was sicherlich zu zusätzlichen Verlusten führen und die Schaltung weiter vergrößern wird Komplexität11,23. Eine in Ref. 19 beschriebene kompakte fraktale Rahmenantenne wurde mit einer In-Loop-Ground-Plane (ILGP) ausgestattet, damit sie eine ausreichende Impedanz für die Anpassung an die Gleichrichterschaltung bereitstellen kann. Allerdings erfordert die Integration wiederum die Verwendung eines Baluns und mehrerer Durchkontaktierungen, was die Komplexität des Schaltungsentwurfsprozesses erhöht hat. Die Entwicklung einer kompakten und hocheffizienten 50-Ω-Rectenna, die kein passendes Netzwerk benötigt, bleibt eine Herausforderung für Mikrowellen-WPT.

In diesem Artikel wird eine kompakte, konforme und einfach herzustellende Tattoo-Polymer-Rahmenantenne für den Entwurf einer hocheffizienten Rectenna vorgestellt. Da der menschliche Körper sehr verlustbehaftet ist, kann dies zu einer erheblichen Verschlechterung der Strahlungsleistung der Antenne führen. Eine Verschlechterung des Strahlungsmusters kann zu Übertragungsfehlern führen24. In unserer Arbeit wird eine frequenzselektive 3 × 3-Oberfläche (FSS) aus Tattoo-Polymer in die Antenne integriert, um sie vom verlustbehafteten menschlichen Körper zu isolieren. Sowohl die Antenne als auch das FSS können hier schnell und einfach aus handelsüblichem Tätowierpapier und einer Flüssigmetalllegierung hergestellt werden. Die „Ag-In-Ga“-Leiterbahnen in unserer Antennenstruktur sind mit Silberepoxidharz und Flüssigmetall beschichtet, um eine höhere Leitfähigkeit (3,8 × 106 S/cm) zu erreichen. Unsere Methode bietet eine alternative Lösung für das entscheidende Problem, das häufig bei den meisten Stoffantennen auftritt, deren Leitfähigkeit aufgrund der durch die Stickdichte bedingten Einschränkungen normalerweise niedrig ist5. Anders als bei den modernen Rectennas21,22,23 werden hier eine Anpassungsschleife, eine Anpassungsleitung und zwei gekoppelte Leitungen zum Abstimmen der Antennenimpedanz verwendet, sodass eine breitbandige Impedanzanpassung an die Antenne erreicht werden kann Gleichrichterschaltung. Die Komplexität der Antennenstruktur ist einfach, da keine externen Anpassungsnetzwerke erforderlich sind. Da unsere Antenne schließlich eine Impedanz von 50 Ω hat, kann sie problemlos in die kommerziell erhältlichen Gleichrichter integriert werden, wie z. B. den in Ref. 25 gezeigten.

Um die vorgeschlagene Tattoo-Polymer-Antenne zu simulieren, haben wir ein mehrschichtiges Gewebemodell (Syndaver) verwendet, das Haut-, Fett- und Muskelschichten mit einer Gesamtabmessung von 20 × 9 × 11 mm3 umfasst, wie in Abb. 1a schematisch dargestellt Dielektrizitätskonstanten und Verlustfaktor26 aller Schichten sind in der Ergänzungstabelle S1 angegeben. Die vorgeschlagene Tattoo-Antenne besteht aus einer planaren achteckigen Rahmenantenne, die bei 2,40 GHz arbeitet und für die Fernfeld-WPT am Körper im Wi-Fi-Bereich verwendet wird, wie in Abb. 1b dargestellt. Abbildung 1c zeigt die 3 × 3 ringförmigen FSS-Elemente, die zur Isolierung der Antenne vom menschlichen Körper verwendet wurden. Die Herstellungsprozesse der vorgeschlagenen Tattoo-Polymer-Antenne und des FSS werden nun beschrieben. Zuerst wird das Antennenmuster mit einem gewöhnlichen Laserdrucker auf ein temporäres Tattoo-Papier (Amazing Raymond) mit einer Dicke von 5 μm gedruckt, anschließend werden die gedruckten Spuren mit Silberepoxidharz (MG Chemicals 8331S) beschichtet. Dann wird eine Spurenmenge des flüssigen eutektischen Gallium-Indium-Metalls (EGaIn) auf das Papier aufgetragen und mit einer wässrigen Essigsäurelösung (2 Gew.-%) gereinigt, um das überschüssige EGaIn zu entfernen. Vor der Übertragung auf den menschlichen Körper wird die Tattoo-Polymer-Antenne durch Sprühbeschichtung mit einem dünnen, transparenten Kunststoff überzogen, der als Isolator fungiert, um die Einwirkung von Schweiß zu vermeiden, der zu einer Verringerung der Leitfähigkeit der Spur führen kann13,14 . Schließlich wurden die Tattoo-Antenne und das FSS durch das Hydroprinting-Verfahren auf das PDMS-Substrat (εr = 2,5 und tan δ = 0,002) übertragen. Das PDMS wird aufgrund seiner höheren Flexibilität, geringeren Kosten und einfacheren Herstellung im Vergleich zu anderen Polymersubstraten als struktureller Träger der Antenne ausgewählt27. Das Gesamtprofil der vorgeschlagenen Tattoo-Polymer-Antenne beträgt 2,70 mm und ist damit dünner als die meisten tragbaren Antennen mit EBG/FSS-Unterstützung auf dem neuesten Stand der Technik, wie in der Ergänzungstabelle S228,28,30,31,32 zusammengefasst . Eine Beschreibung der detaillierten Herstellungsprozesse finden Sie in den Referenzen 13,15,33. Die endgültigen Designs der Antenne und des FSS sind in Abb. 1a, b dargestellt, wobei alle Parameterwerte in Tabelle 1 zusammengefasst sind.

(a) Mehrschichtiges menschliches Gewebemodell bestehend aus Haut, Fett und Muskeln mit einer erweiterten Ansicht der Tattoo-Polymer-Antenne. (b) Draufsicht und Seitenansicht der Rahmenantenne. (c) Draufsicht auf das FSS.

Obwohl die Rahmenantenne zur Energiegewinnung eingesetzt wird18,19, ist es normalerweise sehr schwierig, ihre Grundfläche zu miniaturisieren, da der Umfang eines typischen Schleifenresonators ein Vielfaches seiner Betriebswellenlänge betragen muss. Unsere vorgeschlagene Antenne wird zum Entwurf einer kompakten Rectenna verwendet, die im Wi-Fi-Bereich (2,40–2,48 GHz) betrieben werden kann. Hier wird die achteckige Schlaufe bevorzugter als die herkömmliche quadratische Schlaufe. Dies liegt daran, dass die scharfen 90°-Krümmungen der quadratischen Schleife dazu neigen, Streustrahlung zu erzeugen, was die Leistung der Antenne beeinträchtigen kann34. Um die Resonanzfrequenz abzusenken, werden hier zwei gekoppelte Leitungen an die Rahmenantenne angelegt. Der Schleife ist eine Anpassungsschleife zur Optimierung der Antennenimpedanz beigefügt, auf die in Kürze noch näher eingegangen wird. Das Entwurfsverfahren beginnt mit der Simulation des Reflexionskoeffizienten einer einfachen achteckigen Schleife ohne die beiden gekoppelten Leitungen im freien Raum. Unter Bezugnahme auf Abb. 2a wird festgestellt, dass der dominante Modus bei 3,12 GHz (oder λ = 96,15 mm) liegt, was gut dem Umfang eines Umfangs (101,15 mm) entspricht. Unter Einbeziehung der beiden gekoppelten Leitungen (L6 = 11,00 mm) hat sich, wie aus derselben Abbildung hervorgeht, die Resonanzfrequenz auf 2,94 GHz verschoben. Nach der Durchführung der Simulation im freien Raum, die schneller durchgeführt werden kann, wird die Antenne nun zur weiteren Optimierung am menschlichen Gewebemodell befestigt. Aufgrund des Belastungseffekts des Gewebes mit hohem dielektrischem Verlust35 hat sich die Resonanzfrequenz der Antenne weiter auf 1,86 GHz verschoben, was zu einer schlechten Impedanzanpassung geführt hat. Es zeigt, dass die Gewebeschicht aufgrund ihres hohen Verlusts die Impedanzleistung der Antenne erheblich verschlechtert hat. Anschließend wird eine 3 × 3 FSS-Schicht als Isolator zwischen den Schleifenresonator und das menschliche Gewebe eingefügt. Durch die Einbeziehung der FSS- und PDMS-Substrate wird die Antenne so fein abgestimmt, dass sie bei 2,40 GHz mit guter Impedanzanpassung arbeitet, wie in Abb. 2a dargestellt. Durch Vergleich mit der rechteckigen Schleife (Umfang = 120,30 mm, 0,96λ2,4 GHz) in Ref.18 und der fraktalen Schleife (Umfang = 215,50 mm, 1,30λ1,8 GHz) in Ref.19 ergibt sich der Umfang unserer achteckigen Rahmenantenne ( 94,60 mm, 0,76λ2,4 GHz) ist 21,8 % bzw. 56,1 % kleiner als ersteres und letzteres, was darauf hindeutet, dass unseres kompakter ist.

(a) Simuliertes |S11| der vorgeschlagenen Tattoo-Polymer-Antenne. Auswirkungen von (b) der Anpassungsschleife und (c) der Anpassungsleitung auf die Antennenimpedanz. Simulierte (d) Stromverteilung, (e) E-Feld und (f) H-Feld.

Da die Antenne für WPT verwendet werden soll, ist es sehr wichtig, dass die Tattoo-Polymer-Antenne eine gute Impedanzanpassung an die HF-zu-DC-Gleichrichterschaltung aufweist, um die HF-Leistungsübertragung zu maximieren. Obwohl Anpassungsschaltungen und Filternetzwerke zur Verbesserung der Impedanzanpassung eingeführt werden können, können sie die Komplexität und Größe des Antennensystems erhöhen36. Um dieses Problem zu lösen, ist unsere Antenne mit einer Anpassungsschleife, einer Anpassungsleitung und zwei gekoppelten Leitungen zur Abstimmung der Antennenimpedanz für die Anpassung an den 50-Ω-Gleichrichter ausgestattet. Durch Abstimmung der Längen der Anpassungsschleife (M1) und der Anpassungsleitung (L7) kann eine gute Impedanzanpassung problemlos über eine große Bandbreite realisiert werden, wie in Abb. 2b,c dargestellt. Abbildung 2d zeigt die Oberflächenstromverteilung auf der endgültigen Tattoo-Polymer-Antenne mit den entsprechenden elektrischen und magnetischen Feldern in Abb. 2e,f. Es wurde festgestellt, dass die Strömungen in der Nähe des Einspeisehafens dichter sind. Aufgrund des kleinen offenen Spalts am gegenüberliegenden Ende nimmt die Stromstärke an dieser Stelle ab. Starke Ströme in der Anpassungsschleife zeigen, dass diese stark induktiv ist, was bedeutet, dass die Abstimmung der Schleife die Antennenimpedanz effektiv ändert. Anhand der elektrischen und magnetischen Felder lässt sich auch begründen, dass die Rahmenantenne gut abgestrahlt hat. Außerdem wurde beobachtet, dass die FSS-Schicht die Antenne wirksam vom menschlichen Gewebe isoliert hat.

In diesem Abschnitt wird das Entwurfsverfahren des FSS besprochen. Das ringförmige FSS wurde ausgewählt, weil es eine einfache Struktur hat. Laut einer in Lit. 37 vorgestellten Studie weist das Ring-FSS eine geringe Rückstrahlung auf, wenn es mit einem Dipol integriert ist. Zunächst wird das FSS-Element auf dem menschlichen Gewebemodell platziert und innerhalb einer Elementarzelle für eine endliche Struktur simuliert, die in der CST MWS-Software verfügbar ist, wie in Abb. 3a dargestellt. Zwei Wellenleiteranschlüsse werden verwendet, um sich ausbreitende ebene Wellen in +z- und –z-Richtung zu erzeugen. In derselben Abbildung sind zwei magnetische Wände (Ht = 0) senkrecht zur x-Richtung angeordnet, während zwei elektrische Wände (Et = 0) vertikal in der y-Richtung definiert sind. Abbildung 3b zeigt die simulierte Reflexionsphase des ringförmigen FSS-Elements mit unterschiedlichen Radien [R = 5 mm (0,042λ2,4GHz), 4 mm (0,032λ2,4GHz) und 3 mm (0,025λ2,4GHz)] im Phasenbereich von 180° bis − 180° bezüglich der Frequenz. Die Reflexionsphase wird durch De-Einbettung der Referenzebene in die Oberfläche des Elements erhalten. Eine Reflexionsphase von ~ 0° wird nahe der Betriebsfrequenz von 2,40 GHz38 für den Fall R = 0,025λ2,4GHz beobachtet. Dadurch soll sichergestellt werden, dass die reflektierte Welle mit der einfallenden Welle auf dem Gewebemodell in Phase ist39. Die entsprechenden Transmissions- und Reflexionskoeffizienten werden ebenfalls simuliert und in Abb. 3c dargestellt. Für den Fall R = 0,025λ2,4GHz ergeben sich Reflexions- und Transmissionskoeffizienten von −30,7 dB bzw. −7,45 dB, was 0,029 und 0,424 bei der Betriebsfrequenz von 2,40 GHz entspricht. Für den berechneten Einfügungsverlust 1 − |S11|2 − |S22|2 = 0,82 wird beobachtet, dass das menschliche Gewebe aufgrund seines hohen Einfügungsverlustes extrem verlustbehaftet ist.

(a) FSS-Modell innerhalb einer Elementarzelle. (b) Reflexionsphase für verschiedene Elementradien. (c) Simulierte Reflexions- und Transmissionskoeffizienten. Simulierter SAR-Wert für (d) 1 g biologisches Gewebe ohne und mit FSS und (e) 10 g biologisches Gewebe ohne und mit FSS.

Da die vorgeschlagene Tattoo-Polymer-Antenne für tragbare Anwendungen konzipiert ist, ist die spezifische Absorptionsrate (SAR) ein wichtiger zu berücksichtigender Faktor, da sie in der Nähe des menschlichen Körpers platziert werden muss35. Hier wird die SAR-Simulation durch die Erstellung eines mehrschichtigen biologischen menschlichen Gewebemodells mithilfe der CST-Software durchgeführt. Anschließend wird die Tattoo-Polymer-Antenne mit einem Abstand von 5 mm28 direkt über dem biologischen Gewebe platziert. Die Eingangsleistung der Antenne ist auf 100 mW bei 2,40 GHz eingestellt und der SAR wird gemäß den Standards IEEE C 95.1 berechnet. Die SAR-Werte werden durch Mittelung über die Probenvolumina von 1 g und 10 g simuliert. Beim Vergleich von Abb. 3d wird beobachtet, dass die FSS-Schicht den SAR-Wert erfolgreich von 3,12 W/kg auf 0,76 W/kg reduziert hat. Ein ähnlicher Trend ist auch in Abb. 3e zu beobachten, wo der entsprechende SAR von 1,71 auf 0,50 W/kg gesenkt werden kann. Ein Vergleich ist in Tabelle 2 dargestellt. Es wurde festgestellt, dass die FSS-Schicht die SAR für die biologischen Gewebe bei den Probenvolumina von 1 g bzw. 10 g um bis zu 75,5 % bzw. 70,0 % reduziert hat. Im Vergleich mit der dehnbaren Schlitzantenne mit Flüssig-EBG-Unterstützung in Ref. 40 und der planaren Inverted-F-Antenne mit EBG-Unterstützung in Ref. 41 sind die SARs unserer FSS-integrierten achteckigen Rahmenantenne um 64,0 % bzw. 27,6 % niedriger als die in Ref. 40,41 durch Bezugnahme auf das Volumen einer 1 g Gewebeprobe (USA-Standards); Während sie 34 % bzw. 42 % niedriger sind als die in Ref. 41,42 gemeldeten tragbaren Antennen mit 10 g Gewebeprobenvolumen (Europäische Standards), was darauf hindeutet, dass unsere FSS-integrierte achteckige Rahmenantenne einen niedrigeren SAR bei kompakterer Größe erreicht hat . Die Einzelheiten des Vergleichs sind in der Ergänzungstabelle S3 zusammengefasst.

Die Tattoo-Polymer-Antenne wurde in das FSS integriert und hergestellt, und das Experiment wurde mit einer Differentialsonde43 durchgeführt, wie in Abb. 4a dargestellt. Dabei wird die Antenne auf einer medizinischen Kunsthautschicht26 platziert. Abbildung 4b zeigt die simulierten und gemessenen Reflexionskoeffizienten der FSS-integrierten Tattoo-Polymer-Antenne, wobei eine gute Übereinstimmung zwischen Simulation und Messung beobachtet wird. Dies impliziert, dass das mehrschichtige menschliche Gewebemodell verwendet werden kann, um die Eigenschaften der künstlichen Hautschicht sehr gut darzustellen. Bezogen auf die Abbildung ist die gemessene Resonanzfrequenz um ~ 0,05 GHz höher als die simulierte, mit einer Abweichung von ~ 2 %, die durch Fertigungstoleranzen der Tattoo-Polymer-Antenne verursacht werden kann. Die entsprechenden Antennenimpedanzen sind in Abb. 4c dargestellt und zeigen eine angemessene Übereinstimmung (Diskrepanz von ~ 2 % bei einer Resonanzfrequenz von 2,45 GHz) zwischen Simulation und Experiment.

(a) Messversuchsaufbau für Reflexionskoeffizienten. Simulierte und gemessene (b) Reflexionskoeffizienten und (c) Antennenimpedanzen.

Ergänzende Abbildung S1 zeigt die simulierten und gemessenen Fernfeldstrahlungsmuster (yz-Ebene, xz-Ebene und xy-Ebene) des integrierten Tattoo-Polymers bei 2,40 GHz, wenn es auf der künstlichen Hautschicht platziert wird. Zu Vergleichszwecken werden auch die Strahlungsmuster der Rahmenantenne auf Gewebe ohne FSS (wie in der ergänzenden Abbildung S1 dargestellt) bei derselben Frequenz analysiert. Der gemessene Antennengewinn des vorgeschlagenen FSS-integrierten Tattoo-Polymers beträgt – 2,33 dB (Simulation – 1,13 dB) bei θ = 0°, was 16,14 dB höher ist als im Fall ohne FSS (Simulation – 15,70 dB). Durch die Integration der Rahmenantenne in die FSS-Struktur kann eine erhebliche Gewinnverbesserung (13,8 dB) in der Ziellinie erreicht werden. Es zeigt, dass die FSS-Schicht die Antenne erfolgreich von der Haut isoliert und die Strahlungsleistung erheblich verbessert hat.

In praktischen Anwendungen muss eine tragbare Antenne am menschlichen Körper getragen werden, was zu einer Biegung oder Verformung führen kann. Die Resonanzfrequenz und die Impedanzanpassung der Antenne unterliegen Änderungen aufgrund struktureller Verformungen38. Daher ist es von entscheidender Bedeutung, sicherzustellen, dass die Betriebsfrequenz einer tragbaren Antenne auch bei Verformung stabil bleibt. Basierend auf der in Abb. 5a gezeigten Struktur wurde ein Experiment durchgeführt. Der detaillierte Aufbau ist im Abschnitt „Methoden“ zu finden. Die Resonanzfrequenzen der Tattoo-Polymer-Antenne für verschiedene Biegeszenarien in der x- und y-Achse wurden gemessen und in Abb. 5b, c dargestellt. In allen Fällen erwiesen sich die Resonanzfrequenz und die Impedanzbandbreite (|S11| < − 0 dB, ⁓ 24 % Teilbandbreite mit und ohne Biegung) als relativ stabil und wurden durch die Biegekrümmung nicht wesentlich beeinflusst. Dies ist eine wichtige Eigenschaft für tragbare Elektronik.

(a) Versuchsaufbau zum Biegen der FSS-integrierten Tattoo-Polymer-Antenne entlang der x-Richtung. Gemessener Reflexionskoeffizient, wenn es entlang der Y-Achse (b) und der X-Achse (c) gebogen wird. FSS-integrierte Antenne an verschiedenen Körperstellen platziert: (a) Hand, (b) Brust, (c) und Bein. Gemessener Reflexionskoeffizient auf Acrylplatten und Stoffen.

Auch der Einfluss der Hintergrundobjekte auf die Antennenleistung wurde in Praxisszenarien untersucht. Die FSS-integrierte Tattoo-Polymer-Antenne wurde an Hand, Brust und Bein eines männlichen Freiwilligen angebracht, wie in Abb. 5d dargestellt. Der Reflexionskoeffizient (|S11|) wurde in Abb. 5e gemessen, um die Auswirkungen verschiedener Teile des menschlichen Körpers auf die Tattoo-Polymer-Antenne zu untersuchen. Die Resonanzfrequenz des FSS-integrierten Tattoo-Polymers wurde mit 2,44 GHz gemessen, wenn es auf Bein und Brust platziert wurde, mit Bruchteilsbandbreiten von 16,0 % bzw. 10 %. Beim Anbringen der Antenne an der Hand wurde eine leichte Verschiebung (0,02 GHz) festgestellt, wobei die Resonanzfrequenz nun 2,47 GHz mit einer Bruchteilsbandbreite von 16,0 % beträgt. In allen Fällen hat die FSS-Schicht die Antenne erfolgreich vom menschlichen Körper abgeschirmt, obwohl die Teilbandbreite geringfügig beeinträchtigt werden kann. Das FSS-integrierte Tattoo-Polymer wurde auch an gängigen tragbaren Materialien wie Stoffen [100 % Baumwolle und Polyester-Baumwolle (65 % Baumwolle und 35 % Polyester)] und Acrylplatten getestet, um reale Szenarien (Kleidung und Uhren) zu simulieren ). Die Messergebnisse sind in Abb. 5f dargestellt. Um den Vergleich zu erleichtern, ist in derselben Abbildung auch der gemessene Reflexionskoeffizient für die künstliche Haut aufgetragen. Mit Bezug auf Abb. 5f verschiebt sich die Resonanzfrequenz nach oben in Richtung 2,48 GHz (Bruchteilbandbreite = 24,5 %), wenn die Antenne auf Acryl platziert wird. Die Frequenz ist leicht auf 2,43 GHz (Teilbandbreite = 24,0 %) und 2,44 GHz (Teilbandbreite = 28,0 %) gesunken, wenn die Antenne auf Polyester-Baumwolle bzw. 100 % Baumwolle platziert wird. Zusammenfassend lässt sich sagen, dass die ladenden Stoffe nur einen sehr geringen Einfluss auf die Teilbandbreite und die Resonanzfrequenz des FSS-integrierten Tattoo-Polymers haben, was ein sehr gewünschtes Merkmal für die tragbare Elektronik ist.

Die drahtlose Leistungsleistung der vorgeschlagenen Tattoo-Polymer-Antenne wurde bewertet, indem unter Verwendung des dargestellten Versuchsaufbaus ein Lastdurchlauf von 0 bis 100 kΩ bei drei festen Leistungsdichten S (5,75, 3,67 und 1,32 μW/cm2) bei 2,45 GHz durchgeführt wurde in Abb. 6a. Die Ausgangsspannung der Tattoo-Polymer-Antenne wurde mithilfe der in Abb. 6b gezeigten Schaltung in Gleichstrom umgewandelt. Weitere Details zum Messaufbau finden Sie im Methodenteil. Abbildung 6c zeigt, dass die vorgeschlagene Rectenna einen maximalen PCE von 59,0 %, 49,8 % bzw. 44,7 % mit 0,72, 0,59 und 0,33 VDC über einer Last von 20 kΩ erreichen kann. Es ist zu beobachten, dass die Ausgangsspannung der vorgeschlagenen Antenne linear ist und die optimale Last bei unterschiedlichen Leistungsdichten nicht variiert. Dies impliziert, dass das vorgeschlagene Design keine MPPT-Fähigkeit (Maximum Power Point Tracking) erfordert, um seinen maximalen PCE11 aufrechtzuerhalten, was eine sehr wünschenswerte Funktion ist. Nach Auswahl der optimalen Last (20 kΩ) wird ein Frequenzdurchlauf von 1,0 und 3,0 GHz bei unterschiedlichen Leistungsdichten (S) durchgeführt, um die Bandbreite der Antenne zu messen. Abbildung 6d zeigt die Ausgangsleistung der gleichrichtenden Tattoo-Polymer-Antenne bei verschiedenen Frequenzen und zeigt, dass diese Rectenna innerhalb des gesamten Durchlassbands optimal ist (⁓ 2,5 % für 2,2–2,5 GHz). Abschließend wird ein Leistungsdurchlauf durchgeführt, um die Leistung der Antenne bei verschiedenen S zu untersuchen. Abbildung 6e zeigt den gemessenen Gleichstromausgang der Rectenna für 0,1 < S < 5,5 μW/cm2 mit der optimalen Last (20 kΩ). Es wurde beobachtet, dass der PCE der Rectenna ab 1,0 μW/cm2 40 % übersteigt, was darauf hindeutet, dass sie auch für den Einsatz bei niedrigen Leistungsniveaus geeignet ist. Als Konzeptnachweis wurde eine kommerzialisierte Digitaluhr an den Ausgang der vorgeschlagenen Rectenna angeschlossen, wie in den Abbildungen dargestellt. 7a und 8a. Hier wurden ein 2,40-GHz-WLAN-Router (Tp-link TL-WR841N) und ein mobiler Hotspot als Mikrowellenenergiequellen für die vorgeschlagene Rectenna eingesetzt. Mit Bezug auf die Nahaufnahme in Abb. 7b wurde die Digitaluhr erfolgreich eingeschaltet, was auf einen erfolgreichen WPT zwischen der vorgeschlagenen Rectenna und dem WLAN-Router hinweist. Darüber hinaus zeigen Abb. 8a,b, dass die Digitaluhr auch über den mobilen Hotspot erfolgreich eingeschaltet werden konnte. Die entsprechenden Blockschaltbilder sind in den Abbildungen dargestellt. 7c und 8c. Die Demonstrationen haben die möglichen Anwendungen der vorgeschlagenen Tattoo-Polymer-Antenne für WPT am Körper gezeigt.

(a) Einrichtung der drahtlosen Leistungsmessung. (b) 6-stufiger Spannungsvervielfacher mit BAT15-03W-Diode (50 Ω Impedanz). (c) Schematische Darstellung des 6-stufigen Spannungsvervielfachers. (d) Gemessener drahtloser Gleichstromausgang der Antenne bei 2,45 GHz unter Lastdurchlauf. (e) Gemessene drahtlose DC-Ausgangsleistung der Antenne mit der optimalen Last von 20 kΩ bei verschiedenen Frequenzen. (f) Gemessener drahtloser Gleichspannungsausgang und PCE der Antenne im Power Sweep mit der optimalen Last von 20 kΩ.

(a) Demonstration der WPT am Körper mit einem WLAN-Router und der vorgeschlagenen Rectenna. (b) Nahaufnahme der vorgeschlagenen Rectenna und einer Digitaluhr. (c) Blockdiagramm des On-Body-WPT unter Verwendung eines WLAN-Routers und der vorgeschlagenen Rectenna.

Demonstration der WPT am Körper unter Verwendung eines mobilen Hotspots und der vorgeschlagenen Rectenna: (a) Der mobile Hotspot ist im AUS-Zustand, (b) der mobile Hotspot ist im EIN-Zustand. (c) Blockdiagramm des WPT am Körper unter Verwendung eines mobilen Hotspots und der vorgeschlagenen Rectenna.

Die vorgeschlagene Rectenna wird mit den hochmodernen Rectennas mit geringer Leistung verglichen, wie in der Ergänzungstabelle S4 gezeigt. Unsere Rectenna kann einen höheren PCE erreichen als die Textilantennen in Ref. 38,44. Dies liegt daran, dass unsere Antenne keine externen Anpassungsschaltungen und langen Übertragungsleitungen benötigt, die zu zusätzlichen Einfügungsverlusten führen können. Mit Bezug auf die Tabelle konnte ein ähnlicher PCE-Wert für die tragbaren Rectennas in Ref. 11,19 erreicht werden. In Ref. 11 wurde ein Widerstandskompressionsanpassungsnetzwerk eingesetzt, um eine höhere Gleichspannungsempfindlichkeit und einen besseren PCE zu erreichen. In Ref. 19 wurde eine In-Loop-Ground-Plane (ILGP) eingesetzt, um die Impedanz einer Rahmenantenne auf ⁓ 50 Ω anzupassen und so einen hohen PCE (61 %) zu erreichen. Die ILGP-Struktur war über eine metallische Durchkontaktierung mit der Rahmenantenne verbunden. In beiden Fällen wird der Einsatz dieser zusätzlichen externen Schaltkreise jedoch sicherlich die Antennenkomplexität erhöhen. Im Gegensatz dazu ist unsere vorgeschlagene Antennenstruktur eher einfach, da sie keine Verwendung externer Anpassungsnetzwerke erfordert. Darüber hinaus legen viele andere Rectennas, die für WPT und Energy Harvesting (EH) vorgeschlagen werden, Wert auf die Maximierung des PCE. Allerdings war ein hoher PCE oft nur bei hohen Leistungsdichten (mehr als 100 μW/cm2)45 erreichbar. Beispielsweise haben Falkenstein et al. berichteten über eine duale linear polarisierte Patchantenne mit Gesamtwirkungsgraden von über 50 % und einer hohen Leistungsdichte von 25–200 μW/cm246. Harouni et al. berichteten über eine kompakte dualzirkular polarisierte 2,45-GHz-Rectenna mit PCE = 63 % für eine hohe Leistungsdichte von 525 μW/cm247. Außerdem wurden mit der von Suh48 berichteten CPS-Dipol-Zweifrequenzantenne hohe PCEs von 84,4 % bzw. 82,7 % bei 2,45 bzw. 5,80 GHz erreicht. Obwohl die gemeldeten Rectennas bei höherer Leistungsdichte eine einigermaßen bessere PCE aufweisen, ist die in einer Umgebung verfügbare HF-/Mikrowellenleistung in der Praxis normalerweise sehr niedrig. Basierend auf der von Pinuela49 gemeldeten Londoner RF-Umfragemessung beträgt die durchschnittliche Leistungsdichte des WLAN (2,40–2,50 GHz) in den meisten U-Bahn-Stationen nur 0,89 nW/cm2. Bei langfristigen HF-EMF-Messungen wurde festgestellt, dass die Leistungsdichte im Telekommunikationsspektrum der Europäischen Union (EU) von 10 MHz bis 6 GHz im Bereich von 0,0017–0,8594 μW/cm2 liegt50. Daher ist es wichtig, dass eine Rectenna bei extrem geringer Leistungsdichte arbeiten und einen hohen Wirkungsgrad aufrechterhalten kann. Durch Vergleich mit den in Ref. 45,50 beschriebenen Rectennas kann unsere vorgeschlagene Rectenna höhere Wirkungsgrade von 8,5 % bzw. 7,5 % bei geringeren Leistungsdichten von 125 % und 110 % erreichen, was darauf hinweist, dass unsere vorgeschlagene Rectenna eine höhere Empfindlichkeit erreichen kann .

Zusammenfassend wurden in dieser Arbeit das Design und die Messung einer kompakten FSS-integrierten Rahmenantenne aus Tattoo-Polymer für die drahtlose Energieübertragung am Körper mit hohem PCE vorgestellt, die auch bei niedrigen Leistungspegeln gut funktioniert und intrinsisch auf 50 Ω abgestimmt ist ohne dass externe Anpassungsschaltungen erforderlich sind. Die Proof-of-Concept-Demonstration zeigt, dass WPT durch die vorgeschlagene Rectenna erreicht werden kann, indem Energie aus Mikrowellen-/HF-Quellen wie dem WLAN-Router und dem mobilen Hotspot gewonnen wird. Jüngste Fortschritte in der Ultra-Low-Power-Elektronik haben zu mehreren tragbaren Geräten mit einem Stromverbrauch von nur nW bis μW geführt, wie zum Beispiel einem Drucksensor (minimaler Stromverbrauch = 10,0 μW)51, einem organischen Pulsoximetriesensor (minimaler Stromverbrauch = 24,0 μW)52 und ein biomedizinisches Elektrokardiogramm (minimaler Stromverbrauch = 75,0 nW)53. Basierend auf den in Abb. 6 gezeigten Ergebnissen kann die vorgeschlagene Tattoo-Polymer-Antenne eine maximale Ausgangsleistung von ~ 26,0 μW erreichen, und diese Leistung reicht für diese kürzlich gemeldeten tragbaren Geräte mit extrem geringem Stromverbrauch aus. Mit dem Aufkommen der 5G-Technologie werden auch Beamforming-Techniken in großem Umfang eingesetzt, was die Mikrowellen-WPT zu einer vorteilhaften Energiequelle gemacht hat4. Obwohl die Aussichten vielversprechend sind, befindet sich die Anwendung der Tattoo-Polymer-Antenne für Mikrowellen-WPT noch im Anfangsstadium. Viele entscheidende Fragen wie Verschleißfestigkeit und Langzeitbeständigkeit müssen noch erforscht werden. Weitere Verbesserungen der maximalen Ausgangsleistung und des PCE der Rectenna sind immer erforderlich, um eine breitere Palette elektronischer Geräte mit einem Stromverbrauch im Bereich von mW zu betreiben. Zukünftige Bemühungen werden sich daher auf die weitere Charakterisierung der Gerätehaltbarkeit und der WPT-Ausgangsleistung der vorgeschlagenen Tattoo-Polymer-Antenne konzentrieren, einschließlich der Einkapselung mit einem Tegaderm-Film zur Verbesserung der Verschleißfestigkeit sowie einer Verbesserung der Ausgangsleistung durch ein kommerzialisiertes Booster-Modul oder Array-Einheit.

Für die drahtlose Energieübertragung wurde eine tragbare, in Tattoo-Polymer FSS integrierte Rahmenantenne vorgeschlagen. Sowohl die Antenne als auch das FSS können einfach auf ein Stück Tätowierpapier gedruckt werden. Die Grundfläche und das Profil der vorgeschlagenen Antenne sind kleiner als bei den meisten tragbaren Antennen auf dem neuesten Stand der Technik. Die FSS-Schicht hat die Strahlungsleistung der Rahmenantenne auf den menschlichen Körper in der Ziellinie erfolgreich verbessert, mit einer deutlichen Verstärkungsverbesserung von ~ 13,8 dB. Außerdem kann das FSS den SAR des biologischen Gewebes um bis zu 75,5 % verbessern. An der vorgeschlagenen tragbaren Antenne wurde ein Biegetest durchgeführt, bei dem sich die Resonanzfrequenz und die Impedanzbandbreite als sehr stabil erwiesen. Die Antennenleistung wird durch ihre eigene strukturelle Verformung kaum beeinträchtigt. Zur drahtlosen Energieübertragung wurde die im FSS integrierte Antenne mit einem 50-Ω-6-Stufen-Spannungsvervielfacher verbunden. Aus Experimenten wurde beobachtet, dass bei einer Eingangsleistung von 5,75 μW/cm2 ein maximaler Wirkungsgrad von 59,0 % erreichbar ist. Es wurde festgestellt, dass der Wirkungsgrad selbst bei einer geringen Eingangsleistung von 1,0 μW/cm2 über 40 % liegen kann. Es zeigt, dass unsere vorgeschlagene Rectenna auch bei niedrigen Leistungspegeln gut funktionieren kann.

Das vorgeschlagene FSS-integrierte Tattoo-Polymer wurde auf einer künstlichen Krümmung platziert, die durch Umwickeln von zylindrischem Polystyrolschaum mit Durchmessern von 70 mm, 100 mm und 120 mm mit künstlicher Haut erzeugt wurde, um verschiedene Grade struktureller Verformung zu erzeugen, wie in Abb. 5a dargestellt. Die Biegung der Antenne in der x- und y-Achse kann gemessen werden, indem man sie um 90° um die eigene z-Achse dreht. Die gewählten Durchmesser simulieren die typischen Größen eines menschlichen Beins, einer Hand und einer Brust28. Für realistische Szenarien werden die Auswirkungen rückwärts ladender Objekte analysiert. Das FSS-integrierte Tattoo-Polymer wurde auf Hand, Brust und Bein platziert, wie in Abb. 5d dargestellt. Es wurde auch an gängigen tragbaren Materialien wie Baumwoll- und Polyester-Baumwollstoffen sowie Acrylplatten getestet, um reale Bedingungen (Kleidung und Uhren) zu simulieren. Die Messung am Körper wurde von der Universiti Tunku Abdul Rahman gemäß ihrem Forschungsethik- und Verhaltenskodex (POL IPSR R&D 004) und ihrem Verhaltenskodex für Forschung mit Menschen (POL IPSR R&D 005) genehmigt und vom Institute of Postgraduate beschleunigt überprüft Studium und Forschung (IPSR) an der Universiti Tunku Abdul Rahman. Die Einverständniserklärung der Teilnehmer wurde eingeholt. Alle Experimente wurden gemäß den einschlägigen Richtlinien und Vorschriften durchgeführt.

Ein Mikrowellensignalgenerator (Rohde & Schwarz SMB100A) wurde verwendet, um eine kontinuierliche Welle bei 2,45 GHz (mit einer Leistung von 0 bis 30 dBm) zu übertragen, wobei eine Hornantenne als Quelle diente. Die Tattoo-Polymer-Antenne, die 1,80 m von der Quelle entfernt platziert war, war über ihren Gleichstromausgang mit einer variablen Widerstandslast verbunden. Um die minimalen Fraunhofer-Fernfeldkriterien zu erfüllen, wurde ein Abstand von 1,20 m zwischen der Hornantenne und der vorgeschlagenen Antenne eingehalten. Ein 6-stufiger Spannungsvervielfacher, der mit BAT15-03W-Dioden (Schottky-Dioden mit niedriger Barriere) ausgestattet ist, wurde verwendet, um die gewonnene Mikrowellenenergie in eine Gleichspannung umzuwandeln. Die auf einer flexiblen Leiterplatte gefertigte Gleichrichterschaltung wurde gegenüber Ref. 44 modifiziert, um sie an die Antennenimpedanz von 50 Ω anzupassen. Abb. 6 zeigt den gesamten Versuchsaufbau und den 6-stufigen Spannungsvervielfacher. Die verfügbare Leistung an der empfangenden Tattoo-Polymer-Antenne kann aus der Leistungsdichte der einfallenden ebenen Welle und der effektiven Fläche (Aeff)47 der Antenne berechnet werden, wie in Gleichung (1) angegeben. (1)

wobei GR den Gewinn der Tattoo-Polymer-Antenne am Empfangsende darstellt. Der Leistungsumwandlungswirkungsgrad (PCE) der Empfangsantenne kann mithilfe von Gl. berechnet werden. (2) 48.

Dabei ist V die gemessene Ausgangsgleichspannung an einer Last ZL und S die Leistungsdichte der einfallenden ebenen Welle.

Die während der aktuellen Studie verwendeten und analysierten Datensätze sind auf begründete Anfrage beim entsprechenden Autor erhältlich.

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Die Forschung wurde im Rahmen des gezielten CREST-Fonds (T04C1-20) durchgeführt, der von der Collaborative Research in Engineering, Science and Technology, Malaysia, bereitgestellt wird.

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Xi Liang Chang & Pei Song Chee

Fakultät für Elektrotechnik und Elektronik, Tunku Abdul Rahman University, 43000, Kajang, Malaysia

Eng Hock Lim

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XL führte Entwurfssimulationen und Fertigungen durch, führte Experimente durch und schrieb den Entwurf. XL, PS und EH analysierten die Ergebnisse. PS und EH überwachten das Projekt und stellten die Finanzierung sicher. PS ist der korrespondierende Autor und EH ist der mitkorrespondierende Autor. Alle Autoren haben das Manuskript überprüft und bearbeitet.

Korrespondenz mit Pei Song Chee oder Eng Hock Lim.

Die Autoren geben an, dass keine Interessenkonflikte bestehen.

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Nachdrucke und Genehmigungen

Chang, XL, Chee, PS & Lim, EH Kompakte konforme Tattoo-Polymer-Antenne für die drahtlose Energieübertragung am Körper. Sci Rep 13, 9678 (2023). https://doi.org/10.1038/s41598-023-36335-6

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Eingegangen: 29. Januar 2023

Angenommen: 01. Juni 2023

Veröffentlicht: 15. Juni 2023

DOI: https://doi.org/10.1038/s41598-023-36335-6

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